２０１０年８月 第３７卷第４期 西安电子科技大学学报（自然科学版） Ｊ０ＵＲＮＡＬ ０Ｆ ＸＩＤＩＡＮ ＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ Ａｕｇ．２０１０ Ｖ０１．３７ Ｎｏ．４ 非理想互连的传输线模型及串扰分析 丁同浩 ，李玉山 ，张 伟 ， 曲咏哲 ， 闫 旭 （１．西安电子科技大学电路ＣＡＤ研究所，陕西西安７１００７１； ７１００７１） ２．西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室，陕西西安摘要：在理想互连传输矩阵级联模型的基础上，通过引入返回路径不连续的传输矩阵，提出了一种新的 模型．把非理想返回路径传输矩阵级联模型分析结果与Ｓ参数模型分析结果对比，验证了新模型的准确 性，新模型可以准确地得到非理想互连上信号的耦合串扰噪声．最后分析研究了开槽对串扰的影响．仿 真结果表明，传输线应紧挨开槽端口布线，并且传输线间距应尽量大． 关键词：传输矩阵；串扰；Ｓ参数模型；开槽 中图分类号：ＴＮ８１１ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００１—２４００（２０１０）０４—０６９４—０６ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅ ｍｏｄｅｌ ａｎｄ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｎｏｎ—ｉｄｅａｌ ｉｎｔｅｒｃ０ｎｎｅｃｔ ＤＩＮＧ Ｔｏｎｇ—ｈａｏ ，ＬＩ Ｙｕ—ｓｈａｎ ，ＺＨＡＮＧ Ｗｅｉ ，ＱＵ Ｙｏｎｇ—ｚｈｅ ，ＹＡＮ Ｘｕ （１．Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｉｎｓｔ．ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＣＡＤ，Ｘｉｄｉａｎ Ｕｎｉｖ．，ｘｉ’ａｎ ７１００７１，Ｃｈｉｎａ； ２．Ｋｅｙ Ｌａｂ．ｏｆ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｘｉｄｉａｎ Ｕｎｉｖ．，Ｘｉ’ａｎ ７１００７１，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍａｔｒｉｘ ｆｏｒ ｒｅｔｕｒｎ ｐａｔｈ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｙ ｉｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｔＯ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍａｔｒｉｘ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ｉｄｅａｌ ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ．ａｎｄ ａ ｎｅｗ ｍｏｄｅｌ ｉｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｔｈｅ Ｓ—ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｍｏｄｅｌ，ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ｎｅｗ ｍｏｄｅｌ ｉｓ ｖｅｒｉｆｉｅｄ ａｎｄ ｔｈｅ ａｃｃｕｒａｔｅ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｎｏｉｓｅ ｏｆ ｎｏｎ—ｉｄｅａｌ ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ ｃａｎ ｂｅ ｏｂｔａｉｎｅｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ．ｔｈｅ ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｃｕｔｏｕｔ ｏｎ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｉＳ ａｌｓｏ ｓｔｕｄｉｅｄ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅｓ ｓｈｏｕｌｄ ｂｅ ｐｌａｃｅｄ ｃｌｏｓｅ ｔｏ ｔｈｅ ｅｄｇｅ ｏｆ ｃｕｔｏｕｔ ａｎｄ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｓｐａｃｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｗｏ ｌｉｎｅｓ ｓｈｏｕｌｄ ｂｅ ａｓ １ａｒｇｅ ａｓ ｐｏｓｓｉｂｌｅ． Ｋｅｙ Ｗｏｒｄｓ：ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍａｔｒｉｘ；ｃｒｏｓｓｔａｌｋ；Ｓ－ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｍｏｄｅｌ；ｃｕｔｏｕｔ 随着信号转换速度越来越高，传输线密度日趋增大，串扰已经成为电路设计的主要难题，过大的串扰噪 声将导致电路设计的失败，造成产品设计成本的增加和周期的延长．因此在产品设计的早期，对电路中存在 的串扰噪声进行准确的预测和防护变得至关重要．笔者正是在这一背景下，给出了一种能够准确预测非理想 互连上串扰噪声的模型． 目前对耦合串扰噪声的抑制已经进行了大量的研究，如传输线的距离应尽量远［】］，返回路径应尽量短且 完整，使用防护线等．同时电路建模技术也得到了很大的发展，如局部元件等效电路法（ＰＥＥＣ），矩量法 （ＭＯＭ），时域有限差分法（ＦＤＴＤ），有限元法（ＦＥＭ）．已有文献提出了传输线串扰的传输矩阵模型＿２ ］，但是 没有考虑返回路径不连续对传输线耦合的影响．在实际电路中，开槽、电源岛［７－９］等返回路径不连续会导致信 号的严重耦合，影响信号传输质量．笔者在已有传输矩阵模型的基础上考虑了开槽等非理想平面对信号波形 的影响，与ＨＦＳＳ提取的ｓ参数模型仿真结果对比，验证了模型的准确性，并在改进的模型基础上，研究和 分析了开槽对耦合串扰噪声的影响及对串扰噪声的抑制． 收稿日期：２００９ ０４—１０ 基金项目：国家自然科学基金资助项目（６０６７２０２７，６０８７１０７２）；教育部博士点基金资助项目（２００５０７０１００２） 作者简介：丁同浩（１９８５），男，西安电子科技大学博士研究生，Ｅ ｍａｉｌ：ｄｉｎｇｔｏｎｇｈａｏ１９８５＠１２６．ｃｏｒｎ． 第４期 丁同浩等：非理想互连的传榆线模型及串扰分析 ６９５ 开槽对信号的影响 在电路中，电流总是流经阻抗最小的路径，当信号频率处于百兆赫甚至更高频率时，阻抗表现为感性，为 使信号感受的阻抗最小，信号返回电流总是紧挨着传输线流回源端．如图１（ａ）所示，当传输线跨过开槽，为 使回路阻抗最小，信号返回电流将沿着开槽边缘流回源端，增加了如式（１）所示的开槽电感 ”］，Ｄ为传输 线与槽端的距离，ｗ为传输线宽度．如图１（ｂ）所示，理想信号由跨过开槽的传输线传送到接收端，增加的额 外电感滤除了信号的一部分高频分量，减缓了边沿变化率，使输出信号曲线变得平滑． Ｌｍ≈５Ｄ ｌｎ（Ｄ／Ｗ）． （１） － Ｄ ＋ 露 …一佰～返回号 电流况 Ｄ ｌ 曩 ｛ｉ开‘ 槽・ 袋 ・ 一。 ｆ接 ｒ－－－——－ －—－ ——呻 一一ｉ 端 （ａ）传输线跨过开槽 时间／ｎｓ （ｂ）输入输出信号 图１ 传输线跨过开槽示意图与驱动端和接收端的输入输出信号 由式（１）可知，减小传输线与开槽边缘的距离可以减小开槽电 感，从而减小开槽对信号波形的影响，并且开槽宽度几乎不影 响传输线的回路电感． 使用Ａｎｓｏｆｔ ＨＦＳＳ提取的开槽平面电流分布如图２所示． 为减小回路阻抗，平面上电流沿着开槽的边缘流回源端，频率 越高，开槽边缘的电流密度越大，因此当两条高频传输线同时 跨过开槽时，两条传输线的返回电流将流经开槽返回源端，大 量的返回电流在开槽边缘产生强耦合，一条传输线的能量通过 开槽传送到另一条传输线上，此时即使传输线间距达到６倍线 宽，产生的耦合依然很大，导致传输线产生严重的串扰噪声． 图２传输线跨过开槽平面的返回电流分布图 ２非理想返回路径串扰的传输矩阵模型 传输线的传输矩阵级联模型如图３所示，通过在开槽位置使用开槽集总模型对非理想返回路径传输线 建模，引人了非理想返回路径对传输线耦合串扰噪声的影响．在传输矩阵级联模型的基础上，给出了信号串 扰的传输函数，并且利用有理数近似拟合写出串扰的时域表达式．为了简化推导过程，假设两传输线对称的 位于开槽两边，因此两传输线的等效单位长度电阻、电感和电容分别为ｒ，ｚ，Ｃ，互感和互容为ｚ 和ｃ ，开槽 处传输线的等效电阻、电感、互感和互容分别为 ，ｚ ，ｚ ，Ｃ ． 对图３第１节ＲＬＣ模型应用基尔霍夫电压电流定理，有 （ｓ）一（ｒ＋ｓ１）ＡｘＩ （ｓ）＋ＳｌｍＡｘＩ （ｓ）＋Ｖ ｌ（ｓ） ， Ｖ （５）一（ｒ＋ｓ１）ＡｘＩ （ｓ）＋ｓｌ ＡｘＩ （５）＋Ｖ （ｓ） ， （２） （３） Ｉ （ｓ）一Ｖ （ｓ）ｃｓＡｘ＋（Ｖ （ｓ）一Ｖ （ｓ））ｃ ＳＡｘ＋ （ｓ） ． （４） 设ＶＰ 一ＫＶ ，ＶＰ 一ＫＶ ， 一Ｃ＋（１一Ｋ）ｃ ，ａ一（（（ｒ＋ｓ１）。一（ｓｌ ） ）／（ｒ＋ｓ（ｔ～ＫＺ ）））Ａｘ以及ｄ＝＝： Ａｘ，由式（２）～（４）得到第１节ＲＬＣ模型的传输矩阵为 ６９６ 西安电子科技大学学报（自然科学版） 第３７卷 ｙ ｔ ｒ Ｌ＂ ｙ ｊ ｒ＂Ｌ ｙ ｝＿＿— 丽 ［ ａ ［Ｖ ｑ （ｓ）］． ㈣ 对第ｑ节的开槽ＲＬＣ模型，应用基尔霍夫电压电流定理，有： Ｖ （ｓ）一（ｒ ＋ｓＺ ） （５）＋ｓＺ Ｉ加（５）＋Ｖ ＋１（５） ， （６） 加（５）一（ｒ ＋ ） 加（ｓ）＋ Ｉ （ ）＋Ｖ加＋１（ ） ， （７） ｆ （ｓ）一（Ｖ ＋１（ｓ）一Ｖ加＋１（ｓ））ｃｇｓ＋工 ＋１（ｓ）． （８） 设Ｖ功＝＝：ＫＶ ，Ｖ ＋１一ＫＶ ＋１，ｄ 一５４＂ （１－－Ｋ），口 一（（ｒ ＋ｓｌｇ）。一（ｓｌ ） ）／（ｒ ＋ｓ（ｚ 一Ｋｌ ）），由式（６） ～（８）可得开槽上端传输线的传输矩阵为 『ｌＬ』 Ｖ ］ （５）Ｊ ｌ 一『ｌＬ ＋ ｄｌ １儿］ ｌ『Ｉ 』时１（ｓ）Ｊ ］ ． １． （９） 整条传输线可以表示为式（５）矩阵与式（９）矩阵的级联，则输入输出关系为 ｌ Ｉ 。 （ｓ）］ Ｉ一［Ｌ ＋ｄ ａ １ Ｌ］ ［ ＋ｄ １ １］儿［ １＋ｄ ａ ］ Ｌ ［ ］． Ｊ （ｓ） ｃ 。 当ｑ和 一ｑ一１均趋向无穷时，有 ｌｉａｒ 『ｌ ＋ ］ｌ—Ｉ 一『Ｌｓｉ 。ｎｈ（ｓｈ Ｌ）／ｚｏ（ Ｌ） Ｚ ｏｃｏｓｈ（ ｓｉｎｈ（ Ｌ）Ｊ ￣Ｌ］，ｌ ， （１¨ １） 一。。Ｌ ｄ １ 其中Ｌ表示传输线的长度， 和ｚ。分别为考虑传输线间耦合的传播常数和特性阻抗，即 “一一 △ －ｚ 一＼一（ （等 Ｋｒ＋ｓ（Ｚ一 ）ｌ ） ／） ， ’ 一 （ 一（ 等 ）“ ． 由式（１０）和式（１１）可得传输线 级级联传输矩阵为 （ｓ）］ ｒ ｃｏｓｈ（ｙ￣Ｌ１） 乙ｓｉｎｈ（ＬＬ１）］ｒ１＋口１ｄ１ ｎ１］ ｌ（ｓ）Ｉｌ—Ｉ ／ｓｉ ｎｈ（ Ｌ１）／ｚ。 ｃｏｓｈ（ Ｌ１）儿ｌ Ｊｄ１ １ Ｊｌ ● ｒ ｃｏｓｈ（ Ｌ ２） 乙ｓｉｎｈ（ Ｌ ２）］ｒＶ （ｓ）］ Ｌｓｉｎｈ（ Ｌ ２）／ｚｏ ｃｏｓｈ（ Ｌ ２）儿． （ｓ）Ｊ 考虑传输线的源端和负载，整条传输线的输入输出关系可写为 ｒ ］ ｒ１ Ｒ ］ｒ ｃｏｓｈ（ Ｌ１） 乙ｓｉｎｈ（ Ｌ１）］ｒ１＋ａ１ｄｌ ａ１］ Ｌ工 ｌｌ—ｌＬｏ １ Ｊｉｌ｛．ｓｉ ｎｈ（ Ｌ１）／ ｃｏｓｈ（ Ｌ１）儿．ｌ｛ ｄ】 １ Ｊ ｌ● Ｌｓｉｎｈ（ＬＬ／２） Ｚｏ ｃＺｏ ｏｓｉｈｎｈ（Ｌ 瑚一［ ２）儿 ｏ Ｌ儿ＡＣ ＤＢ ． ｏ Ｊ ． 由式（１５）和Ｌ— ／Ｒ 可以得出输出信号为 一 第４期 丁同浩等：非理想互连的传输线模型及串扰分析 ６９７ Ｖ。＝＝＝Ｖ ＲＬＳ／（ＲＬｓＡ＋Ｂ）． （１６） 因此得到传输线串扰的信号传输函数为 Ｈ（ｓ）一ＲＬｓ／（ＲＬＳＡ＋Ｂ） ． （１７） 当传输矩阵级数较高，计算量会很大，使用Ｐａｄ６和Ｒｏｕｔｈ算法可以降低函数阶数，从而简化运算．根据近似 精度要求，通过使用近似拟合得到的 阶传输函数有 Ｈ（ｓ）一１／（ｋ（５一Ｐ１）（ｓ—Ｐ２）（５一Ｐ３）（ｓ—Ｐ４）…（ｓ—Ｐ ）） ． （１８） 通过Ｌａｐｌａｃｅ反变换可以得到传输函数的时域形式为 ｈ（￡）一（是１ ｅｘｐ（ｐ１￡）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ２ ）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ３￡）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ４ ）＋…＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ ｔ））／是． （１９） 由式（１９）得出输出信号的时域响应表达式为 ／ 、 。一 （（足１ ｅｘｐ（ｐ１ ）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ２￡）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ３￡）＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ４￡）＋…＋ｋ１ ｅｘｐ（ｐ ｔ））／ｋ） ．（２０） 式（２Ｏ）意义简单，可以方便地计算出传输线串扰的时域响应，对于估算出非 受害线攻击线 理想传输线的信号失真非常方便． ３串扰特性的仿真与分析 利用ＨＦＳＳ提取如图４所示的耦合微带线的Ｓ参数模型，与传输矩阵级 联模型的仿真结果对比，验证了非理想返回路径传输矩阵级联模型的准确 性，并仿真和分析了开槽平面下不同传输线间距的耦合串扰噪声．１５ ｍｍ长 的耦合微带线线宽ｗ一０．１５ ｍｍ，开槽与平行板上下边界的距离Ｌ 一 ５．５ ｍｍ，Ｌｚ一９．０ ｍｍ，相对介电常数￡，一４．４，攻击线与电路板距离Ｓ 一 图４传输线跨过开槽 １ ｍｍ，用Ａｎｓｏｆｔ Ｑ３Ｄ Ｅｘｔｒａｃｔｏｒ提取的集总元件参数如表１所示． 的串扰示意图 表１ 不同情况下，传输线的集总元件参数 时间／ｎｓ （ａ）ｓ参数模型 （ｂ）传输矩阵级联模型 图５受害线的远端串扰噪声 图５分别显示了用ＨＥＳＳ提取的ｓ参数模型和传输矩阵级联模型仿真得到的受害线远端串扰，传输线 ６９８ 西安电子科技大学学报（自然科学ｇｔ） 第３７卷 间距Ｓ一０．１５ｍｍ．仿真中的参数设置与实际数字电路保持一致，攻击线输入上升时间为０．１ ＹＩＳ，大小为１ Ｖ的 阶跃信号，受害线输入下降时间为０．１ ｎｓ，大小为１ Ｖ的阶跃信号，传输线负载看成一个理想电容．对比Ｓ参 数模型与传输矩阵级联模型仿真结果可知，两者电压波形变化趋势一致，Ｓ参数模型和传输矩阵级联模型获 得波形的最大振幅分别为０．３８ Ｖ和０．４４ Ｖ，两者差异仅为０．０６ Ｖ，验证了传输矩阵级联模型的准确性． 时间Ｉｎｓ （ａ）理想地平面Ｓ＝Ｏ．１５ｍｍ （ｂ）开槽平面Ｓ＝０．１５ｍｍ 时间／ｎｓ （ｃ）开槽平面Ｓ＝０．４５ｍｍ 时间／ｎｓ （ｄ）开槽平面Ｓ＝Ｉ．００ｍｍ 图６不同情况下的受害线串扰噪声 对图３所示的电路模型，使用Ｈｓｐｉｃｅ仿真得到的不同间距下的开槽上传输线的串扰耦合噪声如图６所 示，攻击线输入上升时间为０．１ ｎｓ，大小为１ Ｖ的阶跃信号，受害线保持低电平，与理想返回平面相比，开槽严 重增加了传输线间的耦合，当传输线间距Ｓ＝０．１５ｍｍ时，开槽上受害线的近端串扰噪声和远端串扰噪声大 约为理想平面上传输线耦合串扰噪声的两倍，同时随着传输线问距ｓ的增大，远端串扰和近端串扰不断减 小．传输线串扰不仅跟传输线问距有关，而且与传输线到开槽边缘的距离相关，传输线与开槽边缘的距离越 大，传输线间的耦合也就越大．综上所述，当印刷电路板没有了布线空间，传输线不得已通过开槽等不连续平 面时，传输线应尽量紧挨着开槽的边缘以减小增加的开槽电感和信号耦合，从而降低信号失真． ４结束语 该文利用传输矩阵级联模型给出了非理想返回路径传输线串扰的频域和时域表达式，意义清晰，形式简 单．通过与Ｓ参数模型对比，验证了非理想返回路径传输矩阵级联模型的准确性，并且研究和分析了开槽对 耦合串扰噪声的影响．最后得出了电路设计规则，当传输线跨过开槽时，应尽量减小开槽尺寸，同时传输线间 距应尽量大，并且传输线要紧挨着开槽端口布线． 参考文献： ［１］Ｅｒｉｃ Ｂ．Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒｉｔｙ－Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ［ ．Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ：Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ ＰＴＲ，２００３：４３６—４４３． ［２］Ｐａｌｉｔ Ａ Ｋ，Ａｎｈｅｉｅｒ Ｗ，Ｍｅｙｅｒ Ｖ．Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ａｎｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｅｆｆｅｃｔ ｏｎ ｔｈｅ Ｖｉｃｔｉｍ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ Ｕｓｉｎｇ 第４期 丁同浩等：非理想互连的传输线模型及串扰分析 ６９９ ｔｈｅ ＡＢＣＤ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｍｏｄｅｌ［Ｃ］／／１９ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｄｅｆｅｃｔ ａｎｄ Ｆａｕｌｔ Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ ｉｎ ＶＬＳＩ Ｓｙｓｔｅｍｓ． Ｃａｎｎｅｓ：ＩＥＥＥ，２００４：１７４—１８２． ｉｔ Ａ Ｋ，Ａｎｈｅｉｅｒ Ｗ，Ｓｃｈｌｏｅｆｆｅ１ Ｊ．Ａ Ｎｅｗ，Ｆｌｅｘｉｂｌｅ ａｎｄ Ｖｅｒｙ Ａｃｃｕｒａｔｅ Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｆａｕｌｔ Ｍｏｄｅｌ ｔｏ Ａｎａｌｙｚｅ ｔｈｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆ Ｅ３］ ＰａｌＣｏｕｐｌｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ Ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒｉｔｙ Ｌｏｓｓｅｓ ｉｎ Ｄｅｅｐ Ｓｕｂｍｉｃｒｏｎ Ｃｈｉｐｓ ＥＣ］／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ １４ ＩＥＥＥ－Ａｓｉａｎ Ｔｅｓｔ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ．Ｃａｌｃｕｔｔａ：ＩＥＥＥ，２００５：２２—２７． ［４］ Ｂａｎｅｒｊ ｅｅ Ｋ，Ｍｅｈｒｏｔｒａ Ａ．Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｏｎ—ｃｈｉｐ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｆｏｒ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ＲＬＣ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔｓ ｒ－Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ ＣＡＤ ｏｆ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，２００２，２１（８）：９０４—９１５． ｒ－ｓ］ Ｐａｌｉｔ Ａ Ｋ，Ａｎｈｅｉｅｒ Ｗ．Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒｉｔｙ Ｌｏｓｓ ｔｈｒｏｕｇｈ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｏｒｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ Ｍｏｄｅｌ［Ｃ］／／Ｐｒｏｃ ＩＥＥＥ－ ＳＰＩ．Ｓｉｅｎａ：ＩＥＥＥ．２００３：１６３—１６６． ［６］ Ｅｎｇｉｎ Ａ Ｅ，Ｂｈａｒａｔｈ Ｋ，Ｓｗａｍｉｎａｔｈａｎ Ｍ．Ｍｕｌｔｉｌａｙｅｒｅｄ Ｆｉｎｉｔｅ－ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｅｔｈｏｄ（ＭＦＤＭ）ｆｏｒ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ Ｐａｃｋａｇｅ ａｎｄ Ｐｒｉｎｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｏａｒｄ Ｐｌａｎｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎ Ｃｏｍｐａｔ，２００７，４９（２）：４４１—４４７． ｍ Ｄ Ｙ，Ｌｅｅ Ｈ Ｙ．Ａ Ｓ－ｂｒｉｄｇｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄｇａｐ Ｐｏｗｅｒ Ｐｌａｎｅ ｆｏｒ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｏｆ Ｇｒｏｕｎｄ ［７］ Ｊｏｏ Ｓ Ｈ，ＫｉＢｏｕｎｃｅ Ｎｏｉｓｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｐｏｎ Ｌｅｔｔ，２００７，１７（１０）：４８７ ４８９． ［８］ Ｓａｂｂａｇｈ Ｍ Ａ Ｅ，Ｍａｎｓｏｕｒ Ｒ Ｒ．Ｕｌｔｒａ—ｗｉｄｅ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｂａｎｄ ｏｆ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｅｒｉｏｄｉｃ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ—ｂａｓｅｄ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｅｈ，２００８，５６（３）：６７Ｉ－６８３． ［９］ Ｍｉｌｌｅｒ Ｊ Ｒ，Ｂｌａｎｄｏ Ｇ，Ｎｏｖａｋ Ｉ．Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｄｕｅ ｔｏ Ｐｅｒｉｏｄｉｃ Ｐｌａｎｅ Ｃｕｔｏｕｔｓ［ＤＢ／ＯＬ］．［２００９—０４—１６］．ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ． ｄｅｓｉｇｎｃｏｎ．ｃｏｍ／ｉｎｆｏｖａｕｌｔ／ｐａｐｅｒ．ａｓｐ？ＰＡＰＥＲ—ＩＤ＝４１０． ［１ｏ］Ｈａｌｌ Ｓ Ｈ，Ｈａｌｌ Ｇ Ｗ，ＭｃＣａｌｌ Ｊ Ａ．Ｈｉｇｈ—ｓｐｅｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ：ａ Ｈａｎｄｂｏｏｋ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｐｒａｃｔｉｃｅｓ［ ．Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ：Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ，２０００：１１７—１２０． ［１１］Ｊｏｈｎｓｏｎ Ｈ，Ｇｒａｈａｍ Ｍ．Ｈｉｇｈ—ｓｐｅｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｄｅｓｉｇｎ：ａ Ｈａｎｄｂｏｏｋ ｏｆ Ｂｌａｃｋ Ｍａｇｉｃ［ ．Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ：Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ ＰＴＲ， １９９３：１９４—１９６． （编辑：齐淑娟） （上接第６８２页） ［７］Ｃｕｒｒｉｅ Ａ，Ｂｒｏｗｎ Ｍ Ａ．Ｗｉｄｅ－ｓｗａｔｈ ＳＡＲ［Ｊ］．ＩＥＥ Ｐｒｏｃ Ｒａｄａｒ Ｓｏｎａｒ Ｎａｖｉｇ，１９９２，１３９（２）：１２２—１３５ ［８］ Ｆｉｓｈｅｒ Ｃ，Ｈｅｅｒ Ｃ，Ｋｒｉｅｇｅｒ Ｇ，ｅｔ ａ１．Ａ Ｈｉｇｈ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｗｉｄｅ Ｓｗａｔｈ ＳＡＲ［ｃ］／／Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ，ＥＵＳＡＲ．Ｂｅｒｌｉｎ Ｇｅｒｍａｎｙ：Ｄｒｅｓｄｅｎ，２００６：１５６—１５９． ［９］ Ｋｒｉｅｇｅｒ Ｇ，Ｇｅｂｅｒｔ Ｎ，Ｍｏｒｅｉｒａ Ａ．Ｍｕｌｔｉｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｓｐａｃｅｂｏｒｎｅ Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ｒａｄａｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｃ］／／ＩＥＥＥ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ＆Ｄｅｓｉｇｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ：Ｖｏｌ １．Ｐｉｓａ：ＩＥＥＥ，２００７：２８２—２８６． ［１Ｏ］Ｋｒｉｅｇｅｒ Ｇ，Ｇｅｂｅｒｔ Ｎ，Ｍｏｒｅｉｒａ Ａ．Ｍｕｌｔｉｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ：ａ Ｎｅｗ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ｒａｄａｒ Ｒｅｍｏｔｅ Ｓｅｎｓｉｎｇ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ ＧＲＳ，２００８，４６（１）：３２—４０． ［１１］ Ｌａｎａｒｉ Ｒ，Ｔｅｓａｕｒｏ Ｍ，Ｓａｎｓｏｓｔｉ Ｅ，ｅｔ ａ１．Ｓｐｏｔｌｉｇｈｔ ＳＡＲ Ｄａｔａ Ｆｏｃｕｓｉｎｇ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａ Ｔｗｏ－ｓｔｅｐ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ａｐｐｒｏａｃｈ［Ｊ］ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ ＧＲＳ，２００ｉ，３９（９）：１９９３—２００３． （编辑：齐淑娟）
